может быть использован в тракте усилителя высокой или промежуточной частоты радиоприемника . Коэффициент передачи усилителя от режима работы каскада на транзисторе VT1, что позволяет ввести в АРУ с глубиной регулировки до 40 дБ.

Радиоприемник (рис. 39.9) может принимать сигналы радиолюбительских радиостанций в диапазоне 14 МГц (или 21 МГц при замене контуров) . состоит из входного предусилителя на транзисторе VT1 и двух смесителей с перестраиваемым (DA1) и кварцованным (DA2) гетеродинами. Выходной сигнал частотой 465 кГц через подают затем на AM/ и (на схеме не показано).

Катушки индуктивности радиоприемника выполнены на каркасах диаметром 6-7 мм с подстроечными сердечниками из феррита и содержат: L2, L4-L9 - по 18 витков провода диаметром 0,3-0,4 мм виток к витку; LI, L3, L10 - по 6 витков такого же провода, намотанных поверх соответствующих катушек; L11 - 80 витков провода диаметром 0,15 мм внавал. Катушки выполнены без экранов. При использовании экранов число витков следует увеличить на 30-40 %.

Рис. 39*17. Типовая включения микросхемы SA612А

Рис. 39.18. Варианты выполнения входных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612A

Рис. 39.19. Варианты выполнения выходных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612А,

Рис. 39.20. Варианты выполнения цепей гетеродина балансного смесителя на микросхеме SA612А

Типовая включения микросхемы показана на рис. 39.17. Варианты подключения входных, выходных цепей и цепей гетеродина - на рис. 39.18-39.20. Параметры катушек индуктивности, рис. 39.17: L1 - 0,2-0,283 мкГн;

Рис. 39.21. на микросхеме ΝΕ612

L2 - 0,5-1,3 мкГн; L3 - 5,5 мкГн·,

L4 - 1,5-44 мкГн.

С использованием микросхемы ΝΕ612 может быть изготовлен несложный , рис. 39.21 . Взаимосвязанные колебательные контуры L1C5, L2C6 должны быть настроены на частоту второй гармоники входного сигнала.

Для СВ-радиостанций, работающих по сетке частот, обычно используют цифровые синтезаторы. Учитывая, что при приеме сигналов используется автоподстройка на частоту канала, можно собрать простой аналоговый синтезатор частот, плавно перестраиваемых по диапазону.

Рис. 39.22. синтезатора частот на основе микросхемы SA612А

Частотно-модулированный «аналоговый» синтезатор, представленный на рис. 39.22 , выгодно отличается повышенной стабильностью частоты вырабатываемого сигнала, что обусловлено применением высокочастотного кварцевого резонатора на частоту 24 МГц. Плавная перестройка осуществляется в диапазоне частот 27,0-27,3 МГц. с электронной перестройкой работает в диапазоне частот 3,0-3,3 МГц.

L1 содержит 20 витков; L2 - 9; L3 - 2; L4 - 8; L5 - 3 (подбор); L6 35 витков провода ПЭВ-1 0,23 мм, намотка виток к витку. Катушки L2 и L3, как и L4 и L5 расположены на общих каркасах.

Рис. 39.23. Фрагмент приемного тракта на микросхеме SA612A

Радиоприемный тракт (до цепей ) на микросхеме SA612A выполнен с кварцевой

стабилизацией частоты, рис. 39.23 . Сигнал промежуточной частоты выделяется пьезокерамическим фильтром на 10,7 МГц. Входной контур L1C2 настроен на частоту 27,14 МГц.

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами 1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET ).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET ), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3) и точке компрессии (P 1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной 3,4 . Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7 .

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1 . Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm , для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1 , производимого фирмой Mini-Circuits . Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm , а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц . Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2 , а их численные значения сведены в табл.1 .

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP 3 — и P 1dB -параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-9 dBm
f 2	510 кГц	-9 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	+7 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-14 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-14 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-56 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-56 dBc
Gain		-5 dB
IIP 3		+19 dBm
P 1dB		-4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Рис.3.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3 .

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP 3) выше +40 dBm , но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе 8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор 15 , этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей 16 . Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов 17 .

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T 2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT 2 и VT 5 . Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT 2 и VT 5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R 4 ..R 6 .

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT 2 и VT 5 , противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T 1 . Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R 3 и R 7 , сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T 3 .

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R 4 ..R 6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT 2 и VT 5 было установлено равным +2.1 В , при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА . Напряжение на базах транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 было установлено равным +4.7 В . Таким образом рабочая точка транзисторов VT 2 и VT 5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала 18 . Все трансформаторы T 1 , T 2 и T 3 Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом .

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт ). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт ).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P 1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3 ) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-7 dBm
f 2	510 кГц	-7 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-5.5 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-5.5 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-42.5 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-42.5 dBc
Gain		-1.5 dB
IIP 3		+17.5 dBm
P 1dB		+4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT 2 и VT 5 , работающие как управляемые напряжением источники тока. 19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе. 19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока h fe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 . Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback ), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback )

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Рис.6.

Последовательная ООС (series feedback ) образована резистором R 2 , включенным в эмиттерную цепь транзистора VT 1 . Параллельная ООС (shunt feedback ) образована резистором R 1 , включенным между коллектором и базой транзистора VT 1 .

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением 23,24:

а коэффициент усиления по мощности:

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

(вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7 . Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback ) R 2:R 3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT 1:VT 3 и базой управляющего транзистора VT 2 через развязывающий конденсатор C 1 . Последовательная ООС (series feedback ) образована цепью из трех резисторов R 5:R 9:R 13 . В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R 2:R 3:C 1 подается в базу управляющего транзистора VT 2 . В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT 2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Рис.7.

Аналогично вторая транзисторная пара VT 4:VT 6 со вторым управляющим транзистором VT 5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R 5:R 9:R 13 играют ту же роль, что и резистор R 2 в схеме на рис.6 и выражениях и .

Выходной трансформатор T 3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 через четыре 100-омных резистора R 7:R 8:R 10:R 11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R 2 , R 3 , R 15 и R 16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом , а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB .

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-3 dBm
f 2	510 кГц	-3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-10 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-10 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-49 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-49 dBc
Gain		-7 dB
IIP 3		+21.5 dBm
P 1dB		+5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4 , собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P 1dB , — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100 -омных резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm . Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы 25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm . Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless -топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Рис.10.

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки R L (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2R L . При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T 3 и T 4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1 , то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2R L , а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4R L .

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT 1 и VT 3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT 2 , создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T 3 . Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT 2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT 1 и VT 3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2R L . Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback ).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 определяются соответственно выражениями , , и :

A IF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
I bias — коллекторный ток смещения транзистора VT 2 .

Крайнее правое слагаемое в равенствах и представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T 3 . Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T 4 , но противоположен по фазе (равенства и ). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10 ), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T 3 и T 4 описываются выражениями:

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T 3 и T 4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T 1 и T 2 , и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 . Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом . Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T 3 и T 4 , входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом .

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc , точка пересечения IIP 3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm . Также и точка компрессии P 1dB поднялась до +10.5 dBm . Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	+3 dBm
f 2	510 кГц	+3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	0 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	0 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-53 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-53 dBc
Gain		-3 dB
IIP 3		+29.5 dBm
P 1dB		+10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц , схема которого приведена на рис.12 . Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Рис.12.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 при этом падает на 11.5 dB , а точка компрессии P 1db на 3 dB . Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P 1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

	Кольцевой диодный смеситель SBL-1	Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево»	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 2)
P 1db	-4.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+19dBm	+17.5dBm	+21.5dBm	+29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P 1db	-7.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+7.5dBm	+16.5dBm	+20.75dBm	+28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

©Christopher Trask, 1998.

Перевод ©Задорожный Сергей Михайлович, 2006г.

Литература:

1. Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
2. Patent pending.
3. Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
4. Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
5. Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
6. Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
7. Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
8. Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
9. Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
10. Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
11. Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
12. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
13. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
14. Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
15. Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
16. Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
17. Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
18. Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
19. Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
20. Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
21. Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
22. Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
23. Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
24. Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
25. Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
26. Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
27. Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
28. Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23.

Типы смесителей

Диодные преобразователи частоты применяются почти во всех приемных устройствах СВЧ-диапазона благодаря малому уровню шумов и способности работать на очень высоких частотах.

1) Небалансный смеситель. Практически не применяют, так как не обеспечивает приемлемой развязки между портами, а мощность полезного сигнала зависит от уровней как входного, так и опорного сигналов.

3) Смеситель с двойной балансировкой. Часто называют кольцевым. На рис. 3.3 изображен двойной балансный смеситель с трансформаторами и диодным кольцом (4 диода могут быть соединены кольцом или звездой).

Рис. 3.3

На IF-выходе этой схемы компенсируются комбинационные продукты четного порядка. Рабочий диапазон частот ограничен симметрией трансформаторов и их коэффициентом перекрытия по частоте. Все выводы смесителя фактически изолированы друг от друга. При выполнении диодных колец внутри интегральной схемы, удается достичь очень хорошего их согласования и симметрии, так как диоды изготавливаются из одного и того же материала, на одной подложке, имеют одинаковые параметры. Такие структуры являются сбалансированными и по гетеродинному и по радиочастотному входам.

Преимущества двойных балансных диодных смесителей

Преимуществами таких смесителей являются:

1) повышенная линейность, больший динамический диапазон устройства;

2) сигналы РЧ и гетеродина на выходе подавляются;

3) на выходе смесителя подавляются комбинационные продукты сигналов гетеродина и РЧ четных порядков;

4) хорошая взаимная изоляция портов смесителя.

Недостатки двойных балансных диодных смесителей

Кроме достоинств, которыми руководствуемся при выборе типа смесителя, мы должны принять во внимание и недостатки, так как, зная с чем бороться, мы легче сможем устранять проблемы в работе схемы.

Выделяют следующие основные недостатки:

1) использование двух симметрирующих РЧ трансформаторов, являющихся технологически сложными элементами, и в силу этого затруднена реализация таких структур смесителей в интегральных структурах;

2) реальный диапазон рабочих частот ограничен достигаемой технологической симметричностью РЧ трансформаторов;

3) необходимо применять полупроводниковые компоненты с идентичными характеристиками.

Выбор смесителя для работы в блоке формирования сигналов вспомогательного гетеродина

Сегодня на рынке радиокомпонентов представлен широкий ассортимент смесителей. В своей работе воспользуемся каталогом иностранной фирмы MiniCircuits.

Требуется смеситель, который рассчитан на входную мощность 10 мВт, входную частоту 350-400 МГц, канал от местного перестраиваемого гетеродина, рассчитанный на частоты 2600-2650 МГц, и чтобы смеситель был рассчитан на то, что на выходе образовывался бы сигнал 3000 ГГц. То есть это должен быть смеситель с преобразованием частоты вверх.

Выбор частотного смесителя производился из моделей поверхностного монтажа, которые производят преобразование частоты вверх. Я выбрала модель SIM-U432H+ с параметрами, которые подробнее разобраны в Приложении 1.

Особенностями это смесителя являются низкий коэффициент потерь около 6 дБ на 3 ГГц, высокий уровень IP3 26дБм, хорошая развязка портов, то, что смеситель выполнен из керамики, а также его малый размер. Немаловажным параметром является стоимость смесителя - около 350 рублей.

Более широкую полосу обеспечивают НО на связанных линиях. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазона используют тандемные ответвители и ответвители Ланге. БС с такими НО (рис.17.10,д ) обеспечивают развязку более 15 дБ при КСВ не хуже 1,5 в полосе несколько октав. Большой уровень развязки в широкой полосе частот в ГИС БС обеспечивают гибридные соединения на основе соединения линий передачи разных типов. В дециметровом диапазоне для уменьшения габаритов БС используют микроминиатюрные пассивные элементы с сосредоточенными параметрами. Балансные смесители, в отличие от небалансных, как правило, работают при нулевом смещении на диодах.

Для практического использования смесителей часто необходима более высокая развязка сигнального и гетеродинного входов. В БС с квадратурными мостами развязка достаточно мала и не превышает 10 дБ. Это обусловлено не только разбалансом схемы, но и также тем, что при неполном согласовании диодов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются в сигнальный вход. Во избежание этого недостатка смесительные диоды подключают ко входам квадратурного моста со сдвигом на Λ/4. На рис.17.10,в показана топологическая схема такого БС.

На рис.17.10,д показана схема БС на мосте Ланге с дополнительным подавлением зеркального канала с помощью селективных цепей, которые реализуют режим холостого хода, на рис.17.10,е – схема с реализацией короткого замыкания на ЗЧ. Коэффициент шума подобных смесителей удается уменьшить до 3,5–2,5 дБ. Применение смесителей с селективными цепями ограничено в виду их узкополосности.

Обобщая вышесказанное, можно выделить следующие достоинства БС перед НБС: 1) благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэффициент шума k ш снижается на 2 – 5 дБ; 2) вся мощность сигнала гетеродина поступает на диод, поэтому можно использовать гетеродин меньшей мощности; 3) благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник гетеродина уровень побочных сигналов значительно меньший, как следствие – повышается помехоустойчивость и динамический диапазон; 4) повышается электрическая прочность смесителя, так как мощность поступает на 2 диода; 5) при выходе одного диода из строя схема остается работоспособной, однако уровень выходного сигнала при этом падает на ~3дБ, а k ш возрастает на ~5–6дБ; 6) потери принятого сигнала за счет просачивания энергии в цепь гетеродина незначительные благодаря высокой развязке мостовых схем.

17.6. Двойные балансные смесители

Двойные балансные смесители (ДБС) позволяют обеспечить фазовое подавление на частоте ωЗК зеркального канала и восстановление энергии колебаний ЗЧ в ПЧ без использования входного фильтра, что позволяет уменьшить потери и обеспечивает более широкую полосу рабочих частот.

БС1

Функциональная схема ДБС показана на рис.17.11. Балансные смесители

и БС 2 содержат по две смесительные секции и одному квадратурному мо-

сту. Сигнал через тройник Т подводится на смесители синфазно, а колебания

гетеродина через квадратурный мост М 1 – с взаимным сдвигом на π/2. Плечи

БС1

1-2 и 3-4 взаимно развязаны, передача между

φС

диагональными плечами 1-3 и 2-4 осуществля-

СН1 2

7 СН2

ется без сдвига фазы, а в направлениях 1-4 и

ωС

φг

2-3 – с задержкой π/2.

Tω Г

На выходах БС выделяются ортогональ-

φ г+π/25

8 ω ПЧ

ные по фазе колебания ПЧ ϕ 1ПЧ = ϕ C − ϕ Г − π 2

φС

БС2

ϕ2ПЧ = ϕС − (ϕГ + π 2) − π 2 = ϕС − ϕГ − π.

Они поступают на входы 5-6 моста М 2 и скла-

Рис.17.11. Балансный

дываются синфазно на его выходе 8 . Шумы ге-

смеситель

теродина заглушаются в каждом БС.

Фазовое подавление приема по зеркаль-

ному каналу осуществляется следующим образом: принятая помеха ωЗК после

преобразования

ω ПЧ = ω Г −ω ЗК

БС1

ϕ Г −ϕ ЗК + π 2, а на выходе БС 2 –

ϕ Г −ϕ ЗК + π . Эти колебания ПЧ суммируются

мостом М 2

на выходе 7, к которому подключена согласованная нагрузка СН 2 .

Повышение эффективности ДБС за счет восстановления энергии колеба-

ний ЗЧ на ПЧ можно объяснить следующим образом. В результате взаимодей-

ствия второй гармоники гетеродина с сигналом

2 ωГ − ωС = ωЗЧ в БС 1

и БС 2

возникают противофазные колебания ЗЧ с фазами

ϕ1ЗЧ = 2 ϕГ − ϕС + π, ϕ2ЗЧ = 2(ϕГ + π 2) −ϕС + π = 2 ϕГ −ϕС .

Эти колебания распространяются в сторону входа ДБС на встречу друг другу и

возбуждают стоячую волну с узлом поля в сигнальном входе синфазного дели-

теля Т , который равноудален от обоих БС. Поэтому колебания ЗЧ не проходят в

БС 2 , где выполняется преобразование ω Г −ω 1ЗЧ = ω 2ПЧ , которое должно дать

колебания синфазные с продуктом основного преобразования. Для этого рас-

стояние между входами БС 1

и БС 2

должно равняться нечетному числу полуволн

на ЗЧ (задержка на π). Таким образом, колебания, преобразованные из ЗЧ скла-

дываются с основными, в результате чего мощность ПЧ на выходе ДБC возрас-

тает, а K ш уменьшается на 1–1,5 дБ.

Относительная полоса рабочих частот ДБC на квадратурных мостах со-

ставляет 20-30%, при применении мостов Ланге может достигать октавы.

17.7. Кольцевые балансные смесители

Наилучшие электрические параметры обеспечиваются в кольцевых ба-

лансных смесителях (КБС), благодаря использованию диодного моста (ДМ) из четырех диодов и широкополосных дифференциальных трансформаторов. КБС

ωс
							ω с TV 1
			ω ПЧ
		ωг					УН2		ω ПЧ
							УН1		ω г
				P ПЧ
							P ПЧ
						Рис.17.12. Кольцевые смесители:

а – диодный мост; б – обозначение на схемах; в – электрическая схема КС;

г – КС с согласующими трансформаторами; д – эквивалентная схема КС

с согласующими трансформаторами; е – электрическая схема ДКС

более широкополосные, чем ДБС, поскольку в них между парами диодов нет соединительных линий. Колебания сигнала u С (t ) и гетеродина u Г (t ) подводят к

ортогональным диагоналям сбалансированного диодного моста, который имеет вид кольца из изготовленных на одном кристалле четверки диодов с практически одинаковыми параметрами (рис.17.12,а ), поэтому развязка цепей сигнала и гетеродина достигает 25–30 дБ. Благодаря симметрии схемы компенсируются четные гармоники гетеродина и сигнала, в результате чего осуществляется дополнительное подавление нежелательных комбинационных продуктов преобразования и возрастает динамический диапазон смесителя. На рис.17.12,б показано условное обозначение ДМ на электрических схемах.

На рис.17.12,в показана электрическая схема КБС. Принятый сигнал подводится к одной из диагоналей ДМ через согласующий симметрирующий трансформатор TV 1 , напряжение гетеродина подводится к другой диагонали че-

рез TV 2 . Выход ПЧ, на груженный сопротивлением R 0 , шунтируется на СВЧ конденсатором С 1 и подключается к средним точкам 1 и 2 с помощью одинаковых дросселей L 1 –L 4 , сопротивление которых большое на высоких частотах и малое на ПЧ. Р азвязывающие конденсаторы С 2 должны пропускать сигналы СВЧ и препятствовать замыкание токов ПЧ через трансформаторы в случае асимметричности схемы. Напряжение гетеродина со вторичной обмотки TV 2 в положительные полупериоды открывает диоды VD 1 і VD 2 , а в отрицательные – VD 3 и VD 4 , подключая поочередно вывод 4 или 3 вторичной обмотки сигнального трансформатора TV 1 к корпусу 2 через открытые пары диодов и дроссели

L 1 и L 2.

Разность между частотами колебаний сигнала и гетеродина равна ПЧ, причем ω ПЧ << ω С ≈ ω Г , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

напряжениями u С и u Г изменяются медленно в сравнении с периодом их колебаний. Если напряжения u С и u Г синфазны, тогда в положительный полупериод u Г под действием напряжения u С /2 с L 4 в цепях ПЧ течет ток от точки 1 через нагрузку R 0 , точку 2 , дроссели L 1 и L 2 и открытые диоды VD 1 и VD 2 до точки 4 , а в отрицательный полупериод – от точки 1 в том же направлении через R 0 , точку 2 к дросселям L 1 , L 2 и далее через открытые диоды VD 3 , VD 4 до точки 3 . Низкочастотная составляющая такого пульсирующего тока и есть ток ПЧ, НВЧ-составляющие шунтируются конденсатором С 1 . Ток ПЧ максимальный при синфазных u С и u Г , потом при возрастании разности фаз между ними уменьшается, в случае ортогональных u С и u Г ток ПЧ равен нулю, поскольку теперь ток, проходящий через R 0 и C 1 , изменяет направление каждую четверть периода сигнала. Далее ток ПЧ изменяет знак, достигает максимума при проти-

вофазных u С и u Г и т.д.

Эффективное применение КБС в технике СВЧ диапазона возможно лишь при высокой степени симметрии дифференциальных трансформаторов и диодов. При конструировании интегральных схем смесителей дециметрового и более низкочастотных диапазонов применяют так называемые трансформаторы типа «длинной линии» (ТДЛ), в которых используют одну или несколько линий передачи, изготовленных в виде скрученных проводников, или отрезков коаксиальных кабелей. Такие трансформаторы имеют широкую рабочую полосу в высокочастотных диапазонах по сравнению с многовитковыми проводниковыми трансформаторами обычного типа.

Для уменьшения неравномерности АЧХ в области верхних частот длина линии выбирается из соотношения l = Λв /8, де Λв – длина волны в линии передачи на верхней частоте в заданном диапазоне. Нижнюю граничную частоту ТДЛ, которая определяется индуктивностью первичной обмотки трансформатора, можно значительно снизить, используя сердечник с высокой магнитной проницаемостью на низких частотах. Трудности реализации ТДЛ на ферритовых сердечниках с витыми проводниковыми линиями передачи возрастают с повышением рабочих частот из-за увеличения активных потерь в сердечниках и возрастания влияния нерегулярности линий передачи. Поэтому при конструи-

На выходе присутствуют не только продукты преобразования, но и сигнал гетеродина. У идеального перемножителя на выходе не должно быть этой компоненты в выходном спектре сигнала. Для того чтобы убрать эту составляющую выходного сигнала обычно применяют двухтактную схему, называемую балансным смесителем. Схема диодного балансного смесителя приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Схема диодного балансного смесителя.

В этой схеме токи, вызванные гетеродином (I г), текут по обмоткам входного и выходного трансформаторов в противоположных направлениях, поэтому компенсируют друг друга на входе и выходе схемы смесителя. В результате выходной ток, вызванный напряжением гетеродина, значительно уменьшается. Точно таким же образом ток гетеродина компенсируется и во входной цепи смесителя. Вместе с током гетеродина в выходном сигнале балансного смесителя одновременно подавляются все его нечетные гармоники.

К сожалению, полностью скомпенсировать ток гетеродина на выходе балансного смесителя не удается из-за неточности амплитуды колебания гетеродина в каждом из плеч диодного смесителя. Кроме того, эти токи немного отличаются по фазе, но ослабление его уровня на 40 дБ позволяет значительно улучшить характеристики преобразователя частоты и приблизить их к характеристикам идеального умножителя сигналов.

На рисунке 2 приведено семейство графиков, позволяющих оценить глубину подавления сигнала гетеродина в зависимости от разбалансировки плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе.

Рисунок 2 Семейство зависимостей подавления сигнала гетеродина от разбалансировки плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе

Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя приведен на рисунке 3.

Рисунок 3 Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя

В схеме диодного балансного преобразователя частоты, приведенной на рисунке 1, присутствуют два трансформатора с отводом от средней точки. Такие трансформаторы трудно изготавливать конструктивно, поэтому в ряде случаев применяется схема балансного преобразователя частоты, в котором на выходе применяется обычный трансформатор, который просто приводит выходное сопротивление преобразователя частоты к стандартному значению 50 Ом. Подобная схема балансного смесителя частоты приведена на рисунке 4.

Рисунок 4 Схема диодного балансного смесителя с одним трансформатором с отводом

В данной схеме ток гетеродина замыкается в кольце балансного смесителя и практически не ответвляется в цепь нагрузки. По входу и выходу данная схема несимметрична, а трансформаторы позволяют приводить стандартные сопротивления источника сигнала и нагрузки (равные 50 Ом) к сопротивлению диодного преобразователя, при котором достигается максимальный коэффициент передачи.

В настоящее время смесители чаще всего выполняются в виде готовых интегральных микросхем. Такое решение позволяет обойтись минимумом внешних навесных элементов. Наилучшие качественные параметры микросхемы получаются при использовании поликоровой подложки, на которой монтируются бескорпусные элементы или элементы, предназначенные для поверхностного монтажа (smd-элементы). На рисунке 5 приведена фотография микросхемы-смесителя с удаленной крышкой.

Рисунок 5. Конструктивное исполнение балансного смесителя на полевых транзисторах.

Литература:

Вместе со статьей "Балансные смесители" читают:

Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные характеристики определяются множеством параметров...
http://сайт/WLL/ParSmes.php

Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента...
http://сайт/WLL/Smes.php

В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента, в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала...
http://сайт/WLL/DiodSmes.php

Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя...
http://сайт/WLL/KolSmes.php

В ряде случаев в супергетеродинном приемнике очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно...
http://сайт/WLL/kvSmes.php